进行的设计过程，并对设计电路进行了测试验证，验证根据结果得出设计电路可有效抑制热插拔过程中的浪涌电流。

  在工业控制现场PLC/DCS、刀片式服务器和冗余存储磁盘阵列(RAID)等高可用性系统，需要在整个使用生命周期内具有接近零的停机率。如果这种系统的一个部件发生了故障或要升级，它必须在不中断系统其余部分的情况下进行替换，在系统维持运转的情况下，出现故障的板卡被移除，替换板卡入，被称为热插拔(Hot Swap)。

  任何一个板卡都具有一定的负载电容，当板卡插入正常工作背板时，背板电源将使用较大的瞬时电流对插入板卡负载电容充电;当板卡从正常工作背板拔出时，由于板卡上的负载电容放电，在板卡与背板之间会形成一条低阻通路，也将产生较大的瞬时电流。浪涌现象会导致背板电源瞬时跌落，造成系统意外复位，甚至损坏接口电路，对于热插拔保护电路的研究将成为背板结构设备推广应用的关键。

  “交错引脚法”也称为“预充电引脚法”，是一种最基本的热插拔浪涌电流控制方案，从物理结构上引入一长、一短两组交错电源引脚，在长电源引脚上串联了一个预充电电阻。板卡插入背板时，长电源引脚首先接触到电源，通过预充电电阻为插入板卡负载电容充电，并进行滤波和充电电流限制，板卡将要完全插入时，短电源引脚接入电源，从而旁路连接在长电源引脚的预充电电阻，为插入板卡供电提供一个低阻通道，信号引脚在插入板卡的最后时刻接入。板卡从背板拔出时，控制过程正好相反，长电源引脚最后与背板分离，通过预充电电阻为板卡负载电容放电。

  交错引脚法不能控制负载电容的充电速率，预充电电阻的选择必须权衡预充电流和浪涌电流，如果电阻选择不合理，会影响系统工作。交错引脚方案需要一个特殊的连接器，这将会给选型设计带来一定的困难。

  热敏电阻法采用一个负温度系数(NTC)热敏电阻配合一个外部MOSFET使用，其工作原理是：NTC热敏电阻置于功率MOSFET尽可能近，热敏电阻上的温度与功率MOSFET外壳的温度直接成正比，控制MOSFET栅极电压控制器的开关门限输入电平与热敏电阻上的温度成反比。板卡在背板上进行热插拔时，MOSFET在瞬时浪涌电流的作用下温度上升，NTC热敏电阻上的温度随着升高，栅极电压控制器开关门限电平下降，来达到对板卡热插拔时浪涌电流控制。

  采用热敏电阻法时，一个关键的问题是，当板卡连续反复插拔时，热敏电阻可能只有少数的冷却时间，从而在随后的热插拔事件中不能有效限制浪涌电流。同时需要仔细考虑NTC热敏电阻的反作用时间引起的长期可靠性问题，板卡环境和温度及热敏电阻自身因素对可靠性设计带来的问题。

  热插拔控制器是当前最好的热插拔解决方案，它在单芯片内集成了过压和欠压保护、过载时利用恒流源实现有源电流限制、电源电压跌落之前断开故障负载、利用外部FET构成“理想二极管”提供反向电流保护以及发生负载故障后自动重启等功能。此外，新一代热插拔控制器集成了全面的模拟和数字功能，在板卡插入并完全上电后，可连续监测电源电压、电流、功率以及器件温度，实时提供短路和过流保护，并能识别故障板卡，在系统完全失效或意外关闭之前撤掉故障板卡。热插拔控制器可有效控制热插拔过程中的浪涌电流，并在系统正常运行后提供过流和负载瞬变保护，降低了系统失效点，保证了可热插拔系统的长期可靠运行，热插拔控制器应用示意图如图1所示。

  TPS2491是TI推出的一款正高压热插拔控制器，支持980 V正压系统，适用于保护新兴正高压分布式电源系统，如12 V、24 V与48 V服务器背板、存储域网络、医疗系统、插入模块以及无线的可编程电源与电流限制功能有助于确保外部MOSFET在适当的电压、电流与时间条件下从始至终保持在其安全工作区(SOA)范围内进行工作。在正常工作期间，外部MOSFET可在最大的栅源电压下工作，以尽可能降低通道电阻。在进行启动及出现短路的情况下，可对栅极-源极电压进行调制，以便提供已定义的启动时间，避免损坏外部MOSFET，TPS2491功能框图如图2所示。

  控制器通过外部感应电阻Rs两端的电压降来监测流过MOSFET的电流ID，当浪涌电流出现时，通过降低MOSFET栅极电压，保持感应电阻两头压降50 mV，来达到对热插拔时浪涌电流的控制。通过变换感应电阻Rs阻值的大小，来调节最大输出电流。

  控制器通过RPOG引脚的输入电压来确定MOSFET上允许的最大耗散功率，即VPROG=PLIM/(10*ILIM)，结合所选外部MOSFET的SOA来确定定时电容GT的大小，保证MOSFET从始至终保持在其安全工作区工作。

  一个积分电容CT被连接到TIMER引脚提供过载延时定时和控制器重启间隔定时。热插拔或输出短路造成电源电压下降时，CT进行充电，TIMER定时开始，此时MOSFET栅极驱动电路控制ID恒流，当CT充电达到4 V时，GATE引脚被拉低，MOSFET被关断。此后内部电路控制CT进行放电，当放电到达1 V时，GATE重新进行使能，控制器自动重启。此后，如果仍然过载，则上述过程将重复进行。

  本节基于TPS2491详细的介绍正压24 V热插拔电路的设计过程，电路原理图如图3所示，设定VIN(MAX)=24 V，最大输出电流IMAX=1.5 A。

  外接N沟道MOSFET VDS耐压要大于输入电压和瞬态过冲，并要有一定的余量，并且RDSON(MAX)要满足，

  其中TJ(MAX)一般取125℃，热阻RJA取决于管子的封装及散热的方式。

  按照上述条件，设计中选取了N沟道MOSFET AOLL1242作为24V热插拔电路外接MOSFET，其VDS=40V，ID=69A(VGS=10 V)，满足设计的基本要求的最大输入电压24 V和最大输出电流1.5 A，并留有足够的余量，防止瞬态过冲。

  MOSFET在热插拔及输出短路时会有极大的功率消耗，限制PLIM可保护管子防止温度过高损坏。通过对引脚PROG电压的调节，来设定PLIM的大小，并且要满足条件：

  选择合适的电容，完成设定故障重启间隔定时外，还一定要满足过载持续定时时间内外接MOSFET的功率耗散，不造成管子损坏，设计中选择CT=0.1F。

  控制器使能启动电压为1.35 V，关闭电压为1.25 V。通过设定EN引脚输入电压，能轻松实现电源输入欠压保护。设计中选择R1=200 k，R2=13 k，由公式

  文章设计的正压24 V热插拔保护电路，通过在背板结构的数据采集卡上应用，来测试验证，采集卡背板电源总线 V。

  测试方法：在采集卡插入背板时，通过示波器监测背板电源总线波形变动情况，以及定时电容CT正极波形变化情况。

  测试结果：数据采集卡无热插拔保护电路时，采集卡插入背板时，背板电源总线所示;数据采集卡有热插拔保护电路时，采集卡插入背板时，背板电源总线所示，定时电容CT正极波形如图6所示。

  结果分析：由图4波形能够准确的看出，当采集卡无热插拔保护电路，插入带电背板时，背板24 V电源总线 ms)跌落。可知，若负载电容更大，则背板电源总线电压跌落将更大，跌落时间将更长，在这样的电压跌落幅值及时间内，及有可能造成背板上其他正常工作采集卡复位，甚至由于瞬时较大的负载电容充电浪涌电流损坏接口电路。

  由图5波形能够准确的看出，当采集卡有热插拔保护电路，插入带电背板时，背板24 V电源总线电压几乎无跌落。同时，对图6分析可知，在采集卡热插拔时出现了浪涌过流，定时电容CT开始充电，在充电过程中MOSFET栅极驱动电路维持电源输出恒流，由于CT充电未达到4 V(约2 V)时采集卡负载电容已经充电完成，热插拔控制器即刻取消了限流保护，进入了正常工作状态，控制CT开始放电，并且在图6可以明显看出，CT充电周期大大小于放电周期，也验证了CT充电电流(25A)和放电电流(2.5A)的不同。

  随着工业现场应用需求的逐步的提升，对产品设计方式提出了更高的要求，背板结构具有其固有的灵活性和可扩展性，并且在系统维持正常运作的情况下，可进行故障板卡更换插拔，很适合工业现场实际应用。在热插拔过程中产生的浪涌电流，除了会造成系统其他正常运行板卡的意外复位外，甚至可能会损坏相关接口电路。

  文章详细的介绍了基于TPS2491进行热插拔保护电路设计的过程，并通过24 V电源背板总线数据采集卡设计进行实际验证，从验证结果能看出文中设计的热插拔保护电路有效抑制了热插拔过程中的浪涌电流，热插拔电路工作正常，契合设计要求。因此，文中介绍的热插拔保护电路及其设计方法，具有较高的参考价值和应用价值。